西安 网站建设 培训班,专业模板网站制作多少钱,手机有些网站打不开怎么解决,做购物网站开发价格MATLAB Simulink #xff08;一#xff09;直接序列扩频通信系统 写在前面1 系统原理1.1 扩频通信系统理论基础1.1.1 基本原理1.1.2 扩频通信系统处理增益和干扰容限1.1.3 各种干扰模式下抗干扰性能 1.2 直接序列扩频通信系统理论基础1.2.1 基本原理1.2.2 物理模型 2 方… MATLAB Simulink 一直接序列扩频通信系统 写在前面1 系统原理1.1 扩频通信系统理论基础1.1.1 基本原理1.1.2 扩频通信系统处理增益和干扰容限1.1.3 各种干扰模式下抗干扰性能 1.2 直接序列扩频通信系统理论基础1.2.1 基本原理1.2.2 物理模型 2 方案设计2.1 Simulink2.2 直接扩频系统方案设计2.2.1 直接扩频系统仿真结构2.2.2 直接扩频系统处理流程2.2.2 直接扩频系统处理流程 3 Simulink仿真系统结构图3.1 DSSS高斯信道单频干扰仿真图3.2 直接序列扩频系统理想信道仿真图3.3 DSSS高斯信道瑞利衰落信道仿真图3.4 DSSS全频高斯信道仿真图 4 仿真运行及结果分析4.1 直接序列扩频通信系统结果分析4.1.1 仿真仪器观察4.1.2 抗全频/窄带干扰分析4.1.3 抗单频干扰分析4.1.4 不同扩频码码长分析4.1.5 不同扩频码码长分析4.1.6 抗频率选择性衰落分析4.1.7 抗时间选择性衰落分析4.1.8 不同扩频增益分析 写在前面
1.本系列分为一直接序列扩频通信系统和二高速跳频通信系统。以扩频理论为基础利用Matlab的可视化工具Simulink建立了直接序列扩频通信系统和高速跳频通信系统的仿真模型详细阐述了模型各个模块的设计。 2.在给定的仿真条件下对仿真模型在理想信道、高斯白噪声信道、瑞利衰落信道等通信信道下以及全频干扰、窄带干扰、单频干扰等干扰模式下进行了运行测试结果符合预期效果及理论基础。 3.利用仿真模型研究了直接序列扩频通信系统和高速跳频通信系统扩频增益、干扰容限与误码率及信道信噪比之间的关系。 3.点进本人主页查看我的资源免费分享Matlab-Simulink程序
1 系统原理
1.1 扩频通信系统理论基础
1.1.1 基本原理
扩频通信又被叫做扩展频谱通信将高频率的信号作为随机码对信号范围进行扩展使得产生更宽频带的信号从而增大发射信号能量使得系统不易被发现不容易受到外界的干扰。信号接收端通过使用伪随机码对信号进行扩散使得原始数据能够恢复。扩频通信系统可以按照频谱扩展方式的不同分为直接序列扩频、跳变频率方式、混合方式等。 根据香农定理指出在高斯白噪声干扰条件下通信系统的极限传输速率为 C B log ( 1 S N ) \mathrm{C}\mathrm{B} \log \left(1\frac{\mathrm{S}}{\mathrm{N}}\right) CBlog(1NS)
其中 C C C是信道容量即单位时间内无差错传输的最大信息量单位为 b i t / s bit/s bit/s B B B是信号带宽 S S S为信号平均功率 N N N为噪声功率。若高斯白噪声的功率谱密度为 n 0 n_0 n0噪声功率 N N N为 n 0 B n_0B n0B则信道容量可表示为 C B log ( 1 S B n 0 ) CB \log \left(1\frac{S}{B n_{0}}\right) CBlog(1Bn0S)
当信道容量 C C C为常数时带宽 B B B和信噪比 S / N S/N S/N可以互换即通过增加带宽 B B B来降低系统对信噪比的要求。
1.1.2 扩频通信系统处理增益和干扰容限
扩频增益与干扰容限是扩频通信系统的两个重要的抗干扰性能指标。 在扩频系统中传输信号在扩频和解扩的处理过程中通信系统的抗干扰性能得到提高这种扩频处理得到的好处称之为扩频系统的扩频增益 G G G又称为处理增益。 扩频增益定义为接收相关处理器输出信噪比与输入信噪比的比值一般用分贝表示即 G p 10 lg S 0 / N 0 S i / N i \mathrm{G}_{\mathrm{p}}10 \lg \frac{S_{0} / N_{0}}{S_{i} / N_{i}} Gp10lgSi/NiS0/N0
对于直扩系统, 扩频增益为 G p B R B I R c R a \mathrm{G}_{\mathrm{p}}\frac{B_{R}}{B_{I}}\frac{R_{c}}{R_{a}} GpBIBRRaRc
其中 B R B_R BR为扩频信号射频带宽 B I B_I BI为传输信息带宽 R c R_c Rc为伪随机码速率 R a R_a Ra为信息速率。可见直扩系统的扩频增益为扩频信号射频带宽与传输信息带宽的比值或为伪随机码速率与信息速率的比值即扩频系统的扩频倍数。 一般情况下提高扩频增益可通过提高伪随机码的速率来实现但这样会增加系统的复杂度。因此可通过降低信息速率提高扩频增益例如语音压缩技术等这样可降低信息速率从而提高系统的扩频增益。所谓干扰容限是指在保证系统正常工作的条件下接收机所能承受的干扰信号比有用信号高出的分贝数用 M J M_J MJ表示则 M J G p − [ L s ( S N ) 0 ] \mathrm{M}_{\mathrm{J}}\mathrm{G}_{p}-\left[L_{s}\left(\frac{S}{N}\right)_{0}\right] MJGp−[Ls(NS)0]
其中 L s L_s Ls为系统内部损耗 ( S / N ) 0 (S/N)_0 (S/N)0 为系统正常工作时要求的最小输出信噪比 G p G_p Gp为系统的扩频增益。 干扰容限直接反映了扩频系统接收机可能抵抗的极限干扰强度只有当干扰机的干扰功率超过干扰容限后才能对扩频系统形成干扰。
1.1.3 各种干扰模式下抗干扰性能
在实际使用环境中干扰信号按照带宽可划分为宽带白噪声干扰、窄带干扰和单频干扰等。实际环境中扩频通信信号带宽内通常不只一种干扰很可能是多个频带的窄带干扰或多个频点的单音干扰形成的一个组合干扰图样。 不管是哪一种干扰当与通信信号在频带内重叠并同时进入解扩通道时都会造成通信信号解扩后的信噪比降低从而影响系统的解码率。 1抗宽带白噪声干扰能力 宽带白噪声具有无穷带宽将其作为干扰信号送入解扩系统解扩前和解扩后干扰的功率谱密度不会发生变化因此扩频通信系统并不能很好地降低宽带白噪声干扰。 2抗窄带干扰能力 窄带干扰有部分宽带高斯白噪声干扰和伪随机码扩频干扰其特点是干扰带宽与通信信号带宽接近能量较宽带干扰更为集中但经直扩系统解扩后能量会被扩展作用在信号上的能量会被消弱。 如图所示原始信号的频谱 a ( f ) a(f) a(f)经过扩频后频谱被展宽成 d ( f ) d(f) d(f)带限高斯白噪声和人为窄带噪声干扰 J ( f ) J(f) J(f)在信道中被叠加在原始信号中。由于带限高斯白噪声和人为窄带噪声干扰 J ( f ) J(f) J(f)在发送端并没有经过扩频其在接收端进行解扩时相当于进行了一次扩频“反扩频”频谱反被展宽而原始信号解扩后将能量重新集中。解扩后带限高斯白噪声和人为窄带噪声干扰 J ( f ) J(f) J(f)对原始信号的干扰降低从而实现了抗窄带干扰。 3抗单频干扰能力 单频干扰也叫单音干扰其特点是从频谱上看干扰信号只存在频谱一个点频上。 设单频干扰信号为 J ( t ) cos ( 2 π f j t θ j ) J(t) \cos \left(2 \pi f_{j} t\theta_{j}\right) J(t)cos(2πfjtθj) 接收端解扩的输出为 r ′ ( t ) s ( t ) c ′ ( t ) n ( t ) c ′ ( t ) J ( t ) c ′ ( t ) s ′ ( t ) n ( t ) c ′ ( t ) A J cos ( 2 π f j t θ j ) c ′ ( t ) \begin{array}{l} r^{\prime}(t)s(t) c^{\prime}(t)n(t) c^{\prime}(t)J(t) c^{\prime}(t) \\ s^{\prime}(t)n(t) c^{\prime}(t)A_{J} \cos \left(2 \pi f_{j} t\theta_{j}\right) c^{\prime}(t) \end{array} r′(t)s(t)c′(t)n(t)c′(t)J(t)c′(t)s′(t)n(t)c′(t)AJcos(2πfjtθj)c′(t) J ( t ) J(t) J(t)的平均干扰能量为 P J A J 2 / 2 \mathrm{P}_{\mathrm{J}}\mathrm{A}_{\mathrm{J}}^{2} / 2 PJAJ2/2 J ( t ) J(t) J(t)与 c ′ ( t ) c^{\prime}(t) c′(t)相乘后使 J ( t ) J(t) J(t)的带宽扩展为 W H z \mathrm{W}Hz WHz功率谱密度为 J 0 P J / W \mathrm{J}_{0}\mathrm{P}_{\mathrm{J}} / \mathrm{W} J0PJ/W信息序列经相关解调后带宽变为 R H z \mathrm{R}Hz RHz因此解调后输出的干扰的信号的总能量为 J 0 R P J R W P J / ( W R ) \mathrm{J}_{0} \mathrm{R}\mathrm{P}_{\mathrm{J}} \frac{\mathrm{R}}{\mathrm{W}}\mathrm{P}_{\mathrm{J}} /\left(\frac{\mathrm{W}}{\mathrm{R}}\right) J0RPJWRPJ/(RW)。 单频干扰信号的能量被消减了 W R \frac{\mathrm{W}}{\mathrm{R}} RW倍 W R \frac{\mathrm{W}}{\mathrm{R}} RW即扩频系统的处理增益。 4抗多径干扰能力 多径干扰是移动通信中最常见的干扰在城市环境中这种干扰变得尤为严重。多径干扰是由于电波在传播时遇到各种反射体如电离层、对流层、山脉、高楼等引起的反射或者散射使发送信号通过不同路径到达接收端。 在接收端通过不同路径到达的信号进行矢量叠加形成随机衰落信号。多径干扰信号的频率选择性衰落与路径差引起的传播延时 τ \tau τ使信号产生严重的失真和波形展宽并导致信息重叠。这不仅会引起噪声增加和误比特率上升通信质量降低甚至可能使通信中断。 瑞利信道的冲激响应为 h ( t ) h(t) h(t)接收到的基带信号为 r ( t ) h ( t ) ⊗ s ( t ) n ( t ) J ( t ) r(t)h(t)\otimes s(t)n(t)J(t) r(t)h(t)⊗s(t)n(t)J(t)
若发射机直接到达接收机的传播时延为 τ 0 \tau_0 τ0信号功率到达接收机的信号幅值为 2 P \sqrt{2P} 2P 则接收到的直达信号为 u 0 ( t ) 2 P d ( t τ 0 ) c ( t τ 0 ) cos w c [ ( t τ 0 ) φ ] u_{0}(t)\sqrt{2 P} d\left(t\tau_{0}\right) c\left(t\tau_{0}\right) \cos w_{c}\left[\left(t\tau_{0}\right)\varphi\right] u0(t)2P d(tτ0)c(tτ0)coswc[(tτ0)φ]
若接收机与直接到达的发射信号同步忽略有关载波频率的高次项假设多径路径为 k k k条记 i 1 , 2 , . . . , k i1,2,...,k i1,2,...,k第 i i i条路径到达接收机时延为 τ i \tau_i τi对应的信号衰减因子为 α i ( t ) \alpha_{i}(t) αi(t)扩频序列的自相关函数 R c ( t ) c ( t τ i ) c ( t τ 0 ) R_{c}(t)c(t\tau_i)c(t\tau_0) Rc(t)c(tτi)c(tτ0)则到达接收机的多径衰落信号记为 u m ( t ) ∑ i 1 k { α i ( t ) d i R c ( τ i − τ 0 ) } u_{m}(t)\sum_{i1}^{k}\left\{\alpha_{i}(t) d_{i} R_{c}\left(\tau_{i}-\tau_{0}\right)\right\} um(t)i1∑k{αi(t)diRc(τi−τ0)}
由上式可见多径衰落信号解调后与扩频序列的自相关函数有关。由于伪随机序列具有尖锐的自相关特性因而对多径效应不敏感。 ①当 τ τ 0 \tau_\gt\tau_0 ττ0且 T c ≤ τ i − τ 0 ≤ ( N − 1 ) T c T_c\leq\tau_i-\tau_0\leq(N-1)T_c Tc≤τi−τ0≤(N−1)Tc时即当多径干扰为码片外干扰时多径衰落噪声输出的平均值 E ( u m ( t ) ) E(u_{m}(t)) E(um(t))满足 E ( u m ( t ) ) ≤ 2 P T d k / N E\left(u_{m}(t)\right) \leq \sqrt{2 P} T d k / N E(um(t))≤2P Tdk/N
一般地 α i ( t ) ≤ 2 P \alpha_{i}(t)\leq\sqrt{2P} αi(t)≤2P 。可见每路多径信号的强度至少减弱至直达信号的 1 N \frac{1}{N} N1则功率减弱至 1 N 2 \frac{1}{N^2} N21。一般情况下 n k nk nk则 E ( u m ( t ) ) ≤ 2 P T d E\left(u_{m}(t)\right) \leq \sqrt{2 P} T d E(um(t))≤2P Td说明采用扩频通信方式能抵抗多径衰落。 ②当 0 ≤ τ i − τ 0 ≤ T c 0\leq\tau_i-\tau_0\leq T_c 0≤τi−τ0≤Tc时即当多径干扰为码片内干扰时则有 R c ( τ i − τ 0 ) T − T ( τ i − τ 0 ) T c 0 R_{c}\left(\tau_{i}-\tau_{0}\right)T-\frac{T(\tau_{i}-\tau_{0})}{T_c}0 Rc(τi−τ0)T−TcT(τi−τ0)0通过积分滤波可以得到到达接收机的衰落信号满足 u m ( t ) ≤ 2 d T ∑ i 1 k α i ( t ) T ( 1 − τ i − τ 0 T c ) u_{m}(t) \leq 2 d T \sum_{i1}^{k} \alpha_{i}(t) T\left(1-\frac{\tau_{i}-\tau_{0}}{T_{c}}\right) um(t)≤2dTi1∑kαi(t)T(1−Tcτi−τ0)
上式说明多径衰落与解调后直达信号符号 2 P T d \sqrt{2P}Td 2P Td相同有用数据 2 P T d 0 \sqrt{2P}Td0 2P Td0、 u m ( t ) 0 u_m(t)0 um(t)0此时的多径衰落相当于增强了有用信号被视为有用信号的一部分对有用信号的幅度有影响但不产生对伪码宽度的展宽或压缩。
1.2 直接序列扩频通信系统理论基础
1.2.1 基本原理
直接序列扩频Direct Sequence Spread SpectrumDSSS技术是在发端直接用具有高码率的扩频码序列对信息比特流进行调制从而扩展信号的频谱 在接收端用与发送端相同的扩频码序列进行相关解扩, 把展宽的扩频信号恢复成原始信息。 如图所示假设信源产生的信息流为 a ( t ) a(t) a(t)伪随机序列信息流 c ( t ) ∑ n 0 N − 1 c n g c ( t − n T c ) \mathrm{c}(t)\sum_{n0}^{N-1} c_{n} g_{c}\left(t-n T_{c}\right) c(t)∑n0N−1cngc(t−nTc) c n c_n cn为随机码码元取值1或-1 g c ( t ) g_c(t) gc(t)为门函数。直接序列扩频即将 a ( t ) a(t) a(t)和 c ( t ) c(t) c(t)相乘 d ( t ) d(t) d(t)即为相乘后的码型。 s ( t ) s(t) s(t)为 d ( t ) d(t) d(t)的已调信号 r I ( t ) r_I(t) rI(t)为接收端接收到的、经过混频后的中频信号 r I ′ ( t ) r I ( t ) ⊗ c ′ ( t ) r_I(t)r_I(t)\otimes c(t) rI′(t)rI(t)⊗c′(t)为解扩后的信号抽样判决后即可获得解调信号 a ′ ( t ) a(t) a′(t)。
1.2.2 物理模型
直扩通信的物理模型框图如图所示在发送端用高速率伪噪声码有时也称PN码、伪随机码、伪码对要发送的信息码流进行基带和中频扩频调制然后进行射频调制在发送和传输中的信号带宽主要决定于伪码带宽且比原始信息带宽大得多即伪码速率远远大于原始信息速率其功率谱密度大大降低。 在接收端先用本地载波对接收的射频信号进行混频得到中频已调直扩信号然后在中频部分用与发送端相同的伪随机码进行相关解扩将有用宽带信号还原成窄带信号再经解调单元恢复信息数据。同时对于在传输中引入的干扰信号若与直扩信号不相关则对非相关干扰进行“反直扩”滤除大部分非相关干扰。
2 方案设计
2.1 Simulink
Simulink是Matlab中的一个建立系统方框图和基于方框图级的系统仿真环境是一个对动态系统进行建模、仿真并对仿真结果进行分析的软件包。使用Simulink可以更加方便地对系统进行可视化建模并进行基于时间流的系统级仿真使得仿真系统建模与工程中的方框图统一起来并且通过可视化模块近乎“实时”地将数据输入输出显示出来使得系统仿真工作大为方便。
2.2 直接扩频系统方案设计
2.2.1 直接扩频系统仿真结构
将直接序列扩频系统的物理模型具体化得到下图。 以高斯白噪声信道单频干扰为例在Simulink中画出直接序列扩频仿真图如下图所示。
2.2.2 直接扩频系统处理流程
在上图直接序列扩频系统的仿真模型中信号处理流程如下。 1信号源端生成的有用信号等待传送。 2信源信号经过BPSK调制后进入重复模块将每个符号重复扩频倍数。 3与同样经过调制后的与重复过后的信源采样率相同的PN码相乘实现扩频。 4扩频信号进入高斯信道在传输过程中受到高斯白噪声和单频干扰。 5接收端将接收到的信号与同步PN码相乘获得解扩信号。 6因为信号在发送端经过了重复模块的处理所以在接收端需要对解扩信号进行63个单符号周期的积分再将积分信号除以扩频倍数以得到原始调制信号最后进行解调恢复出原始信号。
2.2.2 直接扩频系统处理流程
设置信源符号速率为10kbps63倍扩频PN码符号速率为10kbps每个符号采样点数为630个调制方式采用BPSK单频干扰使用频率为1kHz的正弦信号。在Matlab命令窗口中动态地改变信噪比从而在接收端通过误码率计算模块动态地计算误码率以便得到误码率曲线。 首先信源采用伯努利二进制生成器生成0和1等概的二进制随机序列具体参数设置见下图。 Probability of a zero伯努利二进制信号产生器输出“0”的几率为0和1之间的实数本次设置为0.5。 Source of initial seed原始种子来源这里选择Parameter。 Initial seed伯努利二进制信号产生器的随机数种子一般计算机的随机数都是伪随机数以一个真随机数种子作为初始条件然后用一定的算法不停迭代产生随机数。当使用相同的随机数种子时伯努利二进制信号产生器每次都会产生相同的二进制序列不同的随机数种子产生不同的序列但随机数种子的位数大于1时伯努利二进制信号产生器的输出信号的位数也会大于1本次设置为61。 Sample time该参数指的是输出序列中的每个二进制符号的持续时间本次设置为1/100000。 Samples per frame指的是在输出信号的一个通道中每帧采样的数目。将每帧采样指定为正整数标量本次设置为10。 Out put data type决定模块输出的数据类型本次设置为double型。 Simulate using模拟使用用来选择模拟模式本次选择Interpreted execution解释执行模拟模型而不生成代码。这个选项会导致更快的启动时间但会降低后续的模拟性能。 再进行BPSK调制将0映射成11映射成-1使用BPSK Modulator:Base band即BPSK调制器基带模块采用二进制相移键控方法进行调制输出是调制信号的基带表示参数设置见下图各参数含义如下。 BPSK Modulator:Base band模块接收一个列向量输入信号且输入信号必须是离散时间的二值信号。如果输入位分别为0或1则调制符号分别为 e j θ e^{j\theta} ejθ或 e − j θ e^{-j\theta} e−jθ其中 θ \theta θ表示相位偏移参数。 Phase off set相位抵消信号星座第0点的相位本次选择0。 Output data type输出数据类型选择double。 PN序列分为两种。 1M码序列是移位寄存器序列有移位寄存器加反馈产生N级移位寄存器要求是最低位和最高位必有反馈信号。 2GOLD码序列满足码分多址的要求实质是串联2个M码序列产生。 本系统采用M码序列。M序列是最长线性移位寄存器序列的简称是一种伪随机序列、伪噪声码或伪随机码。可以预先确定并且可以重复实现的序列称为确定序列既不能预先确定又不能重复实现的序列称随机序列不能预先确定但可以重复产生的序列称伪随机序列。 一个线性反馈移动寄存器能否产生M序列决定于它的反馈系数 C i ( i 0 , 1 , 2 , … , n ) C_i(i0,1,2,…,n) Ci(i0,1,2,…,n)表中列出了部分M序列的反馈系数按照下表中的系数来构造移位寄存器就能产生相应的m序列。 Generator polynomial生成多项式决定移位寄存器的反馈连接本直接扩频通信系统选择的M序列的周期为63反馈系数为103八进制表示二进制为1000011即生成多项式为[1 0 0 0 0 1 1]。 Initial states初始状态移位寄存器的初始状态向量本次设置为[0 0 0 0 0 1]。 Sample time输出信号的一个列的每个样本之间的时间采样时间与二进制序列保持一致。 Samples per frame输出信号的一个信道中的每帧采样数。每帧630个点63为m序列长度10为二进制序列长度。 AWGN ChannelAWGN模块将高斯白噪声添加到真实或复杂的输入信号中。当输入信号为实数时该块添加实数高斯噪声产生实数输出信号。当输入信号是复数信号时该模块添加复数高斯噪声产生复数输出信号。 SNR设置为xSNR在代码中设置范围从而计算出不同信噪比下的误码率。 Sine wave产生单频正弦信号起到在信号中加入单频噪声干扰的作用。信号类型设置成基于时间信号幅度设置为0.5频率设置为1kHz初始相位为0采样时间为1/1000。 Integrate and Dump给定长度后积分。该积分器通过叠加多个值能够钝化剧烈的抖动频域上看消除了高频成分相当于低通滤波。本直接序列扩频系统中积分长度为63Repeat后时域扩展了63倍这里时域压缩63倍。 Gain归一化模块。
3 Simulink仿真系统结构图
3.1 DSSS高斯信道单频干扰仿真图 3.2 直接序列扩频系统理想信道仿真图 3.3 DSSS高斯信道瑞利衰落信道仿真图 3.4 DSSS全频高斯信道仿真图 4 仿真运行及结果分析
4.1 直接序列扩频通信系统结果分析
4.1.1 仿真仪器观察
初始运行条件设定直接序列扩频高斯白噪声信道单频干扰见下图。其中信源速率10000bps伪随机序列采用6级、周期为63的m序列高斯白噪声信道信噪比为-5dB单频干扰采用正弦型峰峰值为1频率为1kHz干扰。 下图显示了信源信号、已扩频信号和信宿信号的波形对比信源信号和信宿信号波形可见直接序列扩频通信系统满足仿真要求。 下图分别显示了信源信号、PN序列信号、已扩频信号和信宿信号的频谱对比信源信号和信宿信号的频谱可见直接序列扩频通信系统满足仿真要求对比信源信号和已扩频信号的频谱可见直接序列扩频使信源信号频谱展宽、信号强度变小。
4.1.2 抗全频/窄带干扰分析
初始运行条件设定信源速率10000bps伪随机序列采用6级、周期为63的m序列高斯白噪声信道信噪比范围为-18至0dB。 为了得出各种信道对通信系统性能的影响情况对BPSK调制信号分别在全频带高斯白噪声信道环境、带限高斯白噪声信道环境下的传输性能做比较研究。下图显示了在全频带高斯白噪声、直接序列扩频全频带高斯白噪声信道和直接序列扩频带限高斯白噪声信道三种模式下的误码率-信噪比曲线从下图中可以看出以下两点。 1信噪比为-12dB时直接序列扩频下全频带高斯白噪声信道的误码率已降低至0且在任意时刻无论信噪比达到多少直接序列扩频通信系统的误比特率都要比一般信道下的误比特率低从而得出在高斯白噪声信道环境的影响下直接序列扩频通信系统具有良好的性能。 2直接序列扩频有抑制全频带高斯白噪声的作用但是通过对比全频带高斯白噪声和直接序列扩频全频带高斯白噪声信道下的两条误码率-信噪比曲线我们不难发现这种抑制程度并不高这印证了扩频通信系统并不能很好地降低宽带白噪声干扰的理论。
4.1.3 抗单频干扰分析
初始运行条件设定信源速率10000bps伪随机序列采用6级、周期为63的m序列高斯白噪声信道信噪比为-15dB单频干扰采用正弦型频率为1kHz干扰幅值范围0.1至1。 对比下图中无直接序列扩频高斯白噪声单频干扰和直接序列扩频高斯白噪声单频干扰两条误码率-信噪比曲线可以看出采用直接序列扩频后系统误码率从0.86左右降至0.23附近大大减小了单频干扰。
4.1.4 不同扩频码码长分析
初始运行条件设定信源速率10000bps伪随机序列采用6级、周期为63的m序列高斯白噪声信道信噪比为-18至0dB单频干扰采用正弦型峰峰值为1频率为1kHz干扰。 改变PN序列周期为31、63、127级数对应为5、6、7八进制反馈系数对应为45、103、208绘制出三条误码率-信噪比曲线见下图可以看出在相同信噪比条件下随着PN序列码长的增加误码率逐渐减小。
4.1.5 不同扩频码码长分析
初始运行条件设定信源速率10000bps伪随机序列采用6级、周期为63的m序列高斯白噪声信道信噪比为-18至0dB单频干扰采用正弦型峰峰值为1频率为1kHz干扰瑞利衰落多径时延设为[0 2e-6] (s)、平均路径增益设为[0 -3] (dB)、最大多普勒频移设为40Hz。 为了得出各种信道对通信系统性能的影响情况对BPSK调制信号分别在理想信道环境、高斯白噪声信道环境和多径瑞利衰落信道环境下的传输性能做比较研究从下图中可以看出以下两点结论。 1理想信道误码率始终为0 2直接序列扩频系统在高斯白噪声信道环境下的性能优于多径瑞利衰落信道环境下的性能。
4.1.6 抗频率选择性衰落分析
初始运行条件设定信源速率10000bps伪随机序列采用6级、周期为63的m序列高斯白噪声信道信噪比为-18至0dB单频干扰采用正弦型峰峰值为1频率为1kHz干扰瑞利衰落平均路径增益设为[0 0] (dB)、最大多普勒频移设为0Hz。 1抗码片外干扰分析曲线 改变瑞利衰落信道下的多径时延为[0 8e-3] (s)最大时延差 τ 8 × 1 0 − 3 s \tau8\times10^{-3}s τ8×10−3s T c 1 × 1 0 − 4 s τ 8 × 1 0 − 3 s T_c1\times10^{-4}s\tau8\times10^{-3}s Tc1×10−4sτ8×10−3s多径干扰属于码片外干扰。绘制误码率-信噪比曲线见下图可以看出直接序列扩频可以较好地抗码片外干扰与理论相符。 2抗码片内干扰分析曲线 改变瑞利衰落信道下的多径时延为[0 2e-5] (s)最大时延差 τ 2 × 1 0 − 5 s \tau2\times10^{-5}s τ2×10−5s T c 1 × 1 0 − 4 s τ 2 × 1 0 − 5 s T_c1\times10^{-4}s\tau2\times10^{-5}s Tc1×10−4sτ2×10−5s多径干扰属于码片内干扰。绘制误码率-信噪比曲线见下图可以看出直接序列扩频可以较好地抗码片内干扰与理论相符。
4.1.7 抗时间选择性衰落分析
初始运行条件设定信源速率10000bps伪随机序列采用6级、周期为63的m序列高斯白噪声信道信噪比为-18至0dB单频干扰采用正弦型峰峰值为1频率为1kHz干扰瑞利衰落多径时延为[0 4e-6] (s)、平均路径增益设为[0 0] (dB)。 改变瑞利衰落信道下的最大多普勒频移分别为10Hz、100Hz并与未扩频的瑞利衰落信道下最大多普勒频移为10Hz的系统做对比误码率-信噪比曲线如下图所示我们可以得出以下两点结论。 1对比瑞利信道-多普勒频移10Hz和DSSS瑞利信道-多普勒频移10Hz两条曲线误码率从0.5左右降至0.4附近即直接序列扩频系统可以较好地抗时间选择性衰落 2随着最大多普勒频移的升高误码率开始增大即直接序列扩频系统抗时间选择性衰落的性能逐渐变差。
4.1.8 不同扩频增益分析
初始运行条件设定信源速率10000bps伪随机序列采用6级、周期为63的m序列高斯白噪声信道信噪比为-18至0dB单频干扰采用正弦型峰峰值为1频率为1kHz干扰瑞利衰落多径时延设为[0 2e-6] (s)、平均路径增益设为[0 -3] (dB)、最大多普勒频移设为40Hz。 通过改变信源扩频后的信息速率来改变直接序列扩频系统的扩频增益即扩频增益分别为 G 1 10 log 10 630 10 17.99 d B G 2 10 log 10 1890 10 22.76 d B G 3 10 log 10 3150 10 24.98 d B \begin{array}{l} G_{1}10 \log _{10} \frac{630}{10}17.99 \mathrm{~dB} \\ G_{2}10 \log _{10} \frac{1890}{10}22.76 \mathrm{~dB} \\ G_{3}10 \log _{10} \frac{3150}{10}24.98 \mathrm{~dB} \end{array} G110log101063017.99 dBG210log1010189022.76 dBG310log1010315024.98 dB
时绘制误码率-信噪比曲线如下图所示从图中可以看出 1在相同扩频增益的条件下系统的误码率随着系统信噪比的增加而减小 2在相同信噪比的情况下系统的误码率随着系统扩频增益的增大而下降且当系统的扩频增益足够大时,误码率可以达到0。 文章转载自： http://www.morning.rgtp.cn.gov.cn.rgtp.cn http://www.morning.ldspj.cn.gov.cn.ldspj.cn http://www.morning.lbxcc.cn.gov.cn.lbxcc.cn http://www.morning.xwlhc.cn.gov.cn.xwlhc.cn http://www.morning.playmi.cn.gov.cn.playmi.cn http://www.morning.qsszq.cn.gov.cn.qsszq.cn http://www.morning.kcypc.cn.gov.cn.kcypc.cn http://www.morning.dtnzk.cn.gov.cn.dtnzk.cn http://www.morning.xtqld.cn.gov.cn.xtqld.cn http://www.morning.znrgq.cn.gov.cn.znrgq.cn http://www.morning.kmkpm.cn.gov.cn.kmkpm.cn http://www.morning.mnygn.cn.gov.cn.mnygn.cn http://www.morning.gqwbl.cn.gov.cn.gqwbl.cn http://www.morning.lmzpk.cn.gov.cn.lmzpk.cn http://www.morning.zsfooo.com.gov.cn.zsfooo.com http://www.morning.qsdnt.cn.gov.cn.qsdnt.cn http://www.morning.rmltt.cn.gov.cn.rmltt.cn http://www.morning.mdjzydr.com.gov.cn.mdjzydr.com http://www.morning.mflhr.cn.gov.cn.mflhr.cn http://www.morning.cbchz.cn.gov.cn.cbchz.cn http://www.morning.wqkfm.cn.gov.cn.wqkfm.cn http://www.morning.fkyqm.cn.gov.cn.fkyqm.cn http://www.morning.nfpgc.cn.gov.cn.nfpgc.cn http://www.morning.jfqqs.cn.gov.cn.jfqqs.cn http://www.morning.httzf.cn.gov.cn.httzf.cn http://www.morning.slqzb.cn.gov.cn.slqzb.cn http://www.morning.ndcf.cn.gov.cn.ndcf.cn http://www.morning.byjwl.cn.gov.cn.byjwl.cn http://www.morning.xhgcr.cn.gov.cn.xhgcr.cn http://www.morning.fldsb.cn.gov.cn.fldsb.cn http://www.morning.yjfmj.cn.gov.cn.yjfmj.cn http://www.morning.wfspn.cn.gov.cn.wfspn.cn http://www.morning.mnkhk.cn.gov.cn.mnkhk.cn http://www.morning.xmttd.cn.gov.cn.xmttd.cn http://www.morning.xwzsq.cn.gov.cn.xwzsq.cn http://www.morning.bdwqy.cn.gov.cn.bdwqy.cn http://www.morning.rngyq.cn.gov.cn.rngyq.cn http://www.morning.rhjsx.cn.gov.cn.rhjsx.cn http://www.morning.ydrfl.cn.gov.cn.ydrfl.cn http://www.morning.fcqlt.cn.gov.cn.fcqlt.cn http://www.morning.xbckm.cn.gov.cn.xbckm.cn http://www.morning.btlmb.cn.gov.cn.btlmb.cn http://www.morning.zkzjm.cn.gov.cn.zkzjm.cn http://www.morning.jcjgh.cn.gov.cn.jcjgh.cn http://www.morning.ebpz.cn.gov.cn.ebpz.cn http://www.morning.rnxw.cn.gov.cn.rnxw.cn http://www.morning.pqwrg.cn.gov.cn.pqwrg.cn http://www.morning.frxsl.cn.gov.cn.frxsl.cn http://www.morning.ljxxl.cn.gov.cn.ljxxl.cn http://www.morning.klpwl.cn.gov.cn.klpwl.cn http://www.morning.cnfxr.cn.gov.cn.cnfxr.cn http://www.morning.htjwz.cn.gov.cn.htjwz.cn http://www.morning.xqjrg.cn.gov.cn.xqjrg.cn http://www.morning.srkwf.cn.gov.cn.srkwf.cn http://www.morning.clkjn.cn.gov.cn.clkjn.cn http://www.morning.rksnk.cn.gov.cn.rksnk.cn http://www.morning.pjzcp.cn.gov.cn.pjzcp.cn http://www.morning.wrlxy.cn.gov.cn.wrlxy.cn http://www.morning.xfdkh.cn.gov.cn.xfdkh.cn http://www.morning.nmymn.cn.gov.cn.nmymn.cn http://www.morning.rhmt.cn.gov.cn.rhmt.cn http://www.morning.cnqdn.cn.gov.cn.cnqdn.cn http://www.morning.rxcqt.cn.gov.cn.rxcqt.cn http://www.morning.ggqcg.cn.gov.cn.ggqcg.cn http://www.morning.kfwqd.cn.gov.cn.kfwqd.cn http://www.morning.lhrcr.cn.gov.cn.lhrcr.cn http://www.morning.qjbxt.cn.gov.cn.qjbxt.cn http://www.morning.srrrz.cn.gov.cn.srrrz.cn http://www.morning.wjrtg.cn.gov.cn.wjrtg.cn http://www.morning.qwbls.cn.gov.cn.qwbls.cn http://www.morning.kjyfq.cn.gov.cn.kjyfq.cn http://www.morning.yqrgq.cn.gov.cn.yqrgq.cn http://www.morning.rgtp.cn.gov.cn.rgtp.cn http://www.morning.rwyw.cn.gov.cn.rwyw.cn http://www.morning.zqybs.cn.gov.cn.zqybs.cn http://www.morning.wkjzt.cn.gov.cn.wkjzt.cn http://www.morning.jcypk.cn.gov.cn.jcypk.cn http://www.morning.phwmj.cn.gov.cn.phwmj.cn http://www.morning.grpfj.cn.gov.cn.grpfj.cn http://www.morning.wzwyz.cn.gov.cn.wzwyz.cn
